ստեղծեց բազմաթիվ արձագանքներ և հարցեր: Բնօրինակ հոդվածի մեկնաբանություններում փորձեցի պատասխանել որոշ հարցերի։ Այստեղ ես կտամ մի քանի պարզ տատանումներ այս կայունացուցիչի թեմայի վերաբերյալ: Ի դեպ, մինչ այժմ հարցն այն է, որ ինձ հաջողվել է կառուցել երկու 120 Վտ հզորությամբ սնուցման աղբյուր, երկու «տակառ» կայունացուցիչներով, որոնք հավաքվել են քննարկված սխեմայի համաձայն:

Աշխատանքային նախատիպ

Իմ արհեստների կազմակերպումը միշտ էլ մարտահրավեր է եղել: Այս անգամ, ինձ թվում է, ես հաջողությամբ դուրս եկա դրանից՝ օգտագործելով Ikea-ից խոհանոցային պարագաների ստենդներ և 6 մմ MDF տախտակից կտրված կլոր փայտ:

120 Վտ տակառից

Ինչու՞ այս ամբողջ աղմուկը:

Մարդիկ հաճախ ինձ խելագար են անվանում :) Եվ դա ճիշտ է. այսօր դուք կարող եք ընտրել պատրաստի անջատիչ սնուցման աղբյուր գրեթե ցանկացած պարամետրի համար: Հավանաբար այն կարժենա ոչ ավելի, քան ցածր հաճախականության տրանսֆորմատորը, և բացի այդ, այն սովորաբար ավելի թեթև և կոմպակտ է ստացվում: Ես տրանսի համար մեծ գումար վճարեցի և մի քանի երեկո անցկացրի այս տակառները հավաքելով։ Չնայած այն հանգամանքին, որ ես արդեն ունեի բոլոր անհրաժեշտ աղբյուրները։ Արդյունք. 7 իմպուլսային տուփ ուղարկվել է նկուղային պահեստ:

Ես ձեզ կասեմ իմ խելագարության գաղտնիքը. սա իմ փորձն է նվազեցնել էլեկտրամագնիսական դաշտերի խտությունը իմ տանը: Օրինակ, մի քանի տարի առաջ միկրոալիքային վառարան նվիրեցին մարդկանց, ովքեր աղբը հանում էին մեր նկուղից։ Ճիշտ է, խիղճս ինձ դեռ մի քիչ տանջում է. չէ՞ որ հիմա նրանց ճառագայթում են և սնվում են փոփոխված սնունդ։ Իսկ այնտեղ տրանսը հիասքանչ էր 1 կիլովատով։ 🙂

Ընդհանրապես էլեկտրամագնիսական միջամտության թեման արժանի է դիսերտացիայի։ Ես հավանաբար կվերադառնամ դրան բլոգում մեկից ավելի անգամ...

Դուք կարող եք սեղմել նկարների վրա՝ դրանք ավելի բարձր լուծաչափով դիտելու համար:

Զոդված է «սարդոստայնով» (MGTF + Kynar)

Տարբերակներ թեմայի շուրջ

Ստորև բերված բոլոր էսքիզներում տարրերի համարակալումը .

Երկու երկրորդական ոլորուն + փափուկ մեկնարկ

Ես հակիրճ առաջարկել էի նման փոփոխություն նախորդ հոդվածում։ Սահուն մեկնարկը կարելի է ապահովել՝ ավելացնելով ընդամենը մեկ ռեզիստոր R9:

Արդյունավետ առաջնային աղբյուր - երկու երկրորդական ոլորուն

Բաղադրիչների մոտավոր հավաքածու.

• VD1, VD2 = Schottky դիոդներ 8A 40V
• VD5-8 = 0.5A 200V փոքր կամուրջ
• C1 = 15000 μF 25 Վ
• C2, C3 = 47 µF 25 V
• C4 = 1000 μF 35 Վ
• R9 = 1 կՕհմ
• C6 = 0,1 μF կերամիկա

Ուշադրություն դարձրեք C4-ի ավելացված հզորությանը: R9-ի հետ միասին այն ապահովում է «V++» լարման սահուն բարձրացում, երբ սարքը միացված է: Քանի որ կարգավորիչի ելքում լարումը չի կարող գերազանցել V++-ը` հանած MIS տրանզիստորի շեմային լարումը, այս փոփոխությունը նաև ապահովում է սկզբում ելքային լարման սահուն բարձրացում:

Մեկ երկրորդական ոլորուն + փափուկ մեկնարկ

Այս փոփոխության գծապատկերում դիոդային կամուրջները շլացնում են ձեր աչքերը :) Շտապում եմ հիշեցնել, որ բազմապատկիչն ինքնին մնում է անփոփոխ՝ նույն փոքր կամուրջը և 3 կոնդենսատոր:

Այն դեպքում, երբ համակարգում արդեն կա դրական լարման այլ աղբյուր (մի քանի վոլտ ավելի բարձր, քան անհրաժեշտ է ձեռք բերել այս կարգավորիչի ելքում), խելամիտ կլինի այն օգտագործել որպես «V++»: «V++» աղբյուրից կարգավորիչը քաշում է ընդամենը մի քանի միլիամպեր, ինչը չպետք է շատ ծանրաբեռնի մեկ այլ աղբյուրի համար։ Այս կերպ դուք հեշտությամբ կարող եք ազատվել բազմապատկիչից:

Եկեք անենք առանց ընթացիկ սահմանափակիչի

Առանց հոսանքի սահմանափակիչի, սխեման կարող է գործել տրանզիստորի լարման աննշան անկումով և դեռևս ապահովել մեծ բեռնվածքի հոսանքներ, ինչը հնարավոր չէ որևէ առևտրային LDO կարգավորիչի հետ, որը ես գիտեմ այսօր:

Տե՛ս ստորև՝ անվանական արժեքների օրինակելի ցանկի համար:

Խնդրում եմ մի խնայեք ապահովիչների վրա: Ավելի լավ է էժան ապակե խողովակը փոխարինել մետաղալարով, քան մարել ծխացող տրանսֆորմատորը։
Ես խորհուրդ եմ տալիս տեղադրել «դանդաղ» ապահովիչ («T» տառով - ժամանակ) տրանսֆորմատորի երկրորդական ոլորումից անմիջապես հետո: Ապահովիչը պետք է գնահատվի բեռնվածքի անվանական հոսանքի մոտավորապես երկու անգամ: Ես խստորեն խորհուրդ չեմ տալիս հենվել հոսանքի մալուխի ապահովիչի վրա, հատկապես, երբ տրանսֆորմատորն ունի մի քանի երկրորդական ոլորուններ, որոնցից սնվում են սարքի տարբեր բաղադրիչներ: Այս դեպքում «ծխոտ» սցենարը կարող է լինել այսպիսին՝ մեկ երկրորդը ծանրաբեռնված է և արդեն ծխում է, մինչդեռ ընդհանուր սպառումը մնում է նորմալ սահմաններում, օրինակ՝ սարքի մնացած հանգույցների անջատման պատճառով։

Կարգավորիչի ամբողջական միացում

Հուսով եմ, պարզապես վերագծված է, որպեսզի ավելի հեշտ լինի կարդալ:

Իմ նախատիպից անվանական արժեքների օրինակներ.

• R1, R6 = 2,2 կՕհմ
• R2, R3 = 470 Ohm
• R4 = 0,22 Օմ 3 Վտ
• R5 = 12 կՕհմ
• R7 = 2,2 կՕմ բազմակողմանի
• C5 = 10 nF կերամիկա
• VT1 = IRFZ40
• VT2 = 2N2222
• VD9 = 1N5244B (zener diode 14V)

Եկեք փորձարկենք:

Հրաշալի սարքի նկար, որն ինձ շատ անգամ օգնել է աուդիո ուժեղացուցիչների վրիպազերծման ժամանակ: Այս անգամ նրա օգնությամբ ես փորձարկեցի իմ «տակառները», որոնք նախատեսված էին կայունացված ելքով 12,6 Վ 2Ա լարման համար: Ընթացիկ սահմանափակիչը սահմանվել է մոտավորապես 2,5 Ա:

Գաղափարի հետագա զարգացում

1. Արտաքին միացման հսկողություն՝ համակցված փափուկ մեկնարկի հետ;
2. Ջերմային կառավարվող օդափոխիչ;
3. Ջերմային ապահովիչ;
4. DIY հավաքածու;
5. Ծրագրավորվող աղբյուր...

Այսպիսով, հաճախակի ստուգեք, կամ ավելի լավ է, բաժանորդագրվեք տեղեկագրին 😉

Այս գրառումը տեղադրվել է , կողմից . Էջանշան դնել .

Երկարացնե՞լ մի շարք մարտկոցների կյանքը կամ մարտկոցի լիցքավորումը՝ ուղղակի շղթայում գծային լարման կարգավորիչներ ավելացնելով: Բարձրացնե՞լ լարման կայունությունը և նվազեցնել ալիքը իմպուլսային փոխարկիչից հետո, առանց էլեկտրամատակարարման արդյունավետության նվազման: Սա իրական է, եթե դուք օգտագործում եք ժամանակակից միկրոէլեկտրոնային LDO կայունացուցիչներ STMicroelectronics-ից ցածր արտադրական լարման անկումով:

Երկար ժամանակ էլեկտրոնային սարքավորումների մշակողները հասանելի էին միայն դասական կայունացուցիչներին (օրինակ, 78xx/79xx սերիայի կայունացուցիչներին)՝ 0,8 Վ և ավելի բարձր հսկողության տարրի վրա նվազագույն անկումով: Դա պայմանավորված էր նրանով, որ որպես կարգավորող տարր օգտագործվել է n-p-n տրանզիստոր, որը միացված է ընդհանուր կոլեկտորի հետ շղթայում։ Նման տրանզիստորը հագեցվածության բացելու համար անհրաժեշտ է լրացուցիչ էներգիայի աղբյուր, որի լարումը գերազանցում է մուտքային լարումը: Այնուամենայնիվ, տեխնոլոգիայի զարգացումը դեռ չի կանգնում, և հզոր և կոմպակտ p-channel դաշտային ազդեցության տրանզիստորների հայտնվելով, դրանք սկսեցին օգտագործվել նաև լարման կայունացուցիչներում, ներառյալ ընդհանուր աղբյուրի միացումում: Այս միացումը թույլ է տալիս, անհրաժեշտության դեպքում, ամբողջությամբ բացել տրանզիստորը, և լարման անկումը նրա հանգույցում իրականում կախված կլինի միայն կապուղու դիմադրությունից և բեռնվածքի հոսանքից: Ահա թե ինչպես է հայտնվել LDO (Low DropOut) կայունացուցիչը։

Պետք է հաշվի առնել, որ LDO կայունացուցիչ տրանզիստորի ալիքի նվազագույն անկումը գրեթե գծայինորեն կախված է դրա միջով հոսող հոսանքից, քանի որ ալիքը իրականում էլեկտրական կարգավորվող ռեզիստոր է՝ որոշակի նվազագույն դիմադրությամբ: Հետեւաբար, երբ ելքային հոսանքը նվազում է, այս լարումը նույնպես համաչափորեն նվազում է որոշակի սահմանի, սովորաբար հավասար է 10...50 մՎ-ի: Առաջատարները պետք է ճանաչվեն որպես միկրոսխեմաներ և որոնց նվազագույն լարման անկումը կազմում է ընդամենը 0,4 մՎ: Եթե ​​լարման անկումը կայունացուցիչի հիմնական պահանջներից մեկն է, ապա դուք պետք է ավելի ուշադիր նայեք մեծ հոսանքի ռեզերվով կայունացուցիչներին, քանի որ հսկիչ տրանզիստորի ալիքի ավելի ցածր դիմադրության պատճառով դրանք կարող են միաժամանակ ունենալ շատ ավելի ցածր լարման անկում: բեռնման հոսանք.

LDO-ի եզակի առանձնահատկությունն այն է, որ կարող է կայունացնել լարումը, հարթեցնել ալիքները և նվազեցնել աղմուկը էլեկտրահաղորդման ավտոբուսում բարձր զգայուն սարքերի համար, ինչպիսիք են ռադիոները, GPS մոդուլները, աուդիո սարքերը, բարձր լուծաչափով ADC-ները, VCO գեներատորները, գործնականում առանց վատթարացման: էլեկտրամատակարարման ընդհանուր արդյունավետությունը. Օրինակ, 3.3 Վ լարման շղթան սնուցելու համար մենք ընտրեցինք LDO նվազագույն 150 մՎ-ի արտանետումով և 50 մՎ ալիքային ելքով բաք կարգավորիչ (վերևի կորը Նկար 1-ում): Անջատիչ կարգավորիչի ելքային լարումը կարելի է մոտավորապես գնահատել՝ օգտագործելով բանաձևը.

U Imp ≥ U Բեռնում + U Drop + 1/2∆U Pulse + 100…200 mV,

որտեղ U Imp-ը իմպուլսային կայունացուցիչի ելքային լարումն է՝ U Load: – գծային կայունացուցիչի ելքային լարումը (բեռնվածքի մատակարարման լարումը), ∆U Imp – զարկերակային կայունացուցիչի ելքի վրա լարման ալիքի ամպլիտուդը: Հետևաբար, մենք ընտրում ենք այն հավասար 3,6 Վ-ի: Արդյունքում, արդյունավետությունը կվատանա ընդամենը 8%-ով, սակայն լարման ալիքը զգալիորեն կնվազի: Մատակարարման լարման ալիքների ճնշման հարաբերակցությունը (SVR) որոշվում է բանաձևով.

SVR = 20 Log*(∆U IN /∆U OUT)

Մոտ 50 դԲ տիպիկ գործակիցով, ծածանքը թուլանում է մոտավորապես 330 անգամ: Այսինքն, մեր էլեկտրամատակարարման ելքի ալիքի ամպլիտուդը կնվազի մինչև հարյուրավոր միկրովոլտ (մենք պետք է նաև հաշվի առնենք հենց LDO-ի աղմուկը, սովորաբար այն տասնյակ μV/V է) - այս արդյունքը գործնականում անհասանելի է: իմպուլսային փոխարկիչների մեծ մասը առանց լրացուցիչ կայունացուցիչի կամ բազմաստիճան LC ֆիլտրերի ելքի վրա: Լավագույն կայունացման բնութագրերն ապահովված են LD39xxx սերիայի միկրոսխեմաներով և միկրոսխեմաներով. աղմուկը չի գերազանցում 10 µV/V, իսկ SVR գործակիցը հասնում է 90 դԲ-ի:

Այնուամենայնիվ, LDO-ները նույնպես ունեն թերություններ, որոնցից մեկը նրանց ինքնահուզման միտումն է, ոչ միայն այն դեպքում, երբ ելքային կոնդենսատորի ESR-ը չափազանց մեծ է (կամ դրա հզորությունը շատ փոքր է), այլ նաև երբ ESR-ը չափազանց ցածր է: Այս առանձնահատկությունը պայմանավորված է նրանով, որ ընդհանուր թողարկիչով (ընդհանուր աղբյուր) կասկադն ունի բարձր ելքային դիմադրություն, ուստի կայունացուցիչի հաճախականության արձագանքի վրա հայտնվում է լրացուցիչ ցածր հաճախականության բևեռ (դրա հաճախականությունը կախված է բեռի դիմադրությունից և հզորությունից: ելքային կոնդենսատորի): Արդյունքում, արդեն տասնյակ կիլոհերց հաճախականություններում, փուլային տեղաշարժը կարող է գերազանցել 180°-ը, իսկ բացասական արձագանքը վերածվում է դրականի: Այս խնդիրը լուծելու համար դուք պետք է ավելացնեք զրո հաճախականության արձագանքին, և դա անելու ամենահեշտ ձևը ելքային կոնդենսատորի սերիական դիմադրության (ESR) բարձրացումն է. ամբողջ շրջանի կայունությանը: Ավելին, կոնդենսատորի հզորությունը և ESR-ը պետք է լինեն խիստ սահմանված սահմաններում: Դրանք առանձին-առանձին նշվում են յուրաքանչյուր LDO կայունացուցիչի համար: Ավաղ, ստանդարտ մոտեցումը «որքան մեծ է հզորությունը և որքան ցածր է ելքային կոնդենսատորների ESR-ն, այնքան լավ», որը կիրառելի է դասական գծային և անջատիչ կայունացուցիչների համար, այստեղ չի աշխատում:

Կախված ներքին ուղղման սխեմայի բաղադրիչներից, LDO կայունացուցիչները կարելի է բաժանել երեք խմբի.

• կայունացուցիչներ, որոնք նախատեսված են տանտալի կամ էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորների հետ աշխատելու համար - նրանք պահանջում են 0,5...10 Օմ կամ ավելի ESR-ով կոնդենսատոր;
• կայունացուցիչներ, որոնք նախատեսված են տանտալային կոնդենսատորների հետ աշխատելու համար (ESR 0.3 ... 5 Ohm);
• կայունացուցիչներ, որոնք նախատեսված են կերամիկական կոնդենսատորների հետ աշխատելու համար - նրանք պահպանում են կայունությունը, երբ ելքային կոնդենսատորի ESR-ը 0,005-ից մինչև 1 Օմ է:

Բարձր հաճախականությամբ և/կամ բարձր հոսանքի թվային սխեմաների համար խորհուրդ է տրվում տեղադրել 0,1 ... 1 μF հզորությամբ զտիչ կերամիկական կոնդենսատորներ յուրաքանչյուր չիպի մոտ, և դրանք կարող են նաև խաթարել LDO կայունացուցիչի կայունությունը: Որպեսզի դա տեղի չունենա, խորհուրդ է տրվում մեծացնել երկարությունը և նվազեցնել գծերի հաստությունը կայունացուցիչից մինչև բեռը (դրանով իսկ ավելացնելով գծերի ինդուկտիվությունը), էլեկտրամատակարարման միացումում տեղադրել խեղդուկներ կամ դիմադրիչներ, ինչպես նաև ընտրել LDO: կայունացուցիչներ, որոնք փոխհատուցում են ցածր ESR բեռները:

Փոխարկիչի կայունությունը բարձրացնելու ևս մեկ տարբերակ կա՝ որպես կարգավորիչ օգտագործել n-ալիք տրանզիստորը, որը միացված է ընդհանուր արտահոսքի միացումով: Այս սխեման կայուն է ելքային կոնդենսատորի գրեթե ցանկացած բնութագրով և նույնիսկ ընդհանրապես առանց կոնդենսատորի (այսպես կոչված, առանց գլխարկի կայունացուցիչների): Այնուամենայնիվ, դրա ճիշտ աշխատանքի համար անհրաժեշտ է ներքին լարման բազմապատկիչ, որը կբարձրացնի մուտքային լարումը, որպեսզի հսկիչ տրանզիստորը միանա մինչև հագեցվածությունը: Այն արտադրվել է այս սխեմայով. նույն տարածքի n-ալիք տրանզիստորների ցածր ալիքային դիմադրության շնորհիվ հնարավոր եղավ զգալիորեն նվազեցնել լարման անկումը, սակայն անընդհատ գործող բազմապատկիչի շնորհիվ միկրոշրջանում սպառվող հոսանքը: ակտիվ ռեժիմը կտրուկ աճել է. Բայց, ըստ հեղինակի, նման կայունացուցիչները LDO-ի ապագան են, ուստի էլեկտրաէներգիայի սպառման ավելացման խնդիրը, հավանաբար, շուտով կլուծվի։

Դարպասի զգալի հզորության շնորհիվ տրանզիստորի կարողությունը արագ արձագանքելու բեռնվածքի հոսանքի հանկարծակի փոփոխություններին վատթարանում է: Արդյունքում, երբ բեռնվածքի հոսանքը նվազում է, կայունացուցիչի ելքային լարումը մեծանում է իներցիայով (մինչև ներկառուցված գործառնական ուժեղացուցիչը կարող է մի փոքր անջատել տրանզիստորը), և երբ հոսանքը մեծանում է, ելքային լարումը մի փոքր նվազում է (ցածր կորը Նկար 1): Կայունացուցիչի բեռնվածքի հզորությունը կարող է մեծացվել ներկառուցված գործառնական ուժեղացուցիչի ելքային հզորությունը մեծացնելով, բայց դա հետագայում կավելացնի կայունացուցիչի կողմից սպառվող հոսանքը: Հետևաբար, դիզայները պետք է ընտրի. կամ օգտագործի ծայրահեղ ցածր էներգիայի կայունացուցիչներ շղթայում (օրինակ՝ սերիա կամ միկրոամպերի միավորների ընթացիկ սպառմամբ, բայց շատ բարձր իներցիայով և մեծ լարման անկումներով՝ բեռի հոսանքի հանկարծակի փոփոխություններով): , կամ միջին և բարձր արագության կայունացուցիչներ, բայց մինչև հարյուրավոր միկրոամպերի սպառումով: Որպես այլընտրանք կան էներգախնայողության ռեժիմներով կայունացուցիչներ (օրինակ), որոնք, երբ բեռի հոսանքը նվազում է, ավտոմատ կերպով անցնում են միկրո էներգիայի ռեժիմի։ Շատ ժամանակակից միկրոկոնտրոլերներ աշխատում են նույն կերպ (օրինակ՝ STM8 և STM32 ընտանիքները) - վերջիններս ունեն երկու ներկառուցված LDO կայունացուցիչներ, որոնցից մեկը գործում է միկրոէներգետիկայի ռեժիմում, իսկ երկրորդը՝ ակտիվ ռեժիմում, որն ապահովում է բարձր էներգաարդյունավետություն բոլոր աշխատանքային ռեժիմներում և ամբողջ լարման տիրույթի սնուցում:

Այս հոդվածում քննարկված բոլոր կայունացուցիչները իրենց շահագործման համար պահանջում են նվազագույն արտաքին բաղադրիչներ՝ ընդամենը երկու կոնդենսատոր, և միկրոսխեմաների մեծ մասի համար պահանջվում է առնվազն 1 μF հզորությամբ մուտքային կոնդենսատոր, և միայն կարգավորելի տարբերակների համար անհրաժեշտ է նաև երկու դիմադրության բաժանարար։ պահանջվում է (Նկար 2): Բոլոր միկրոսխեմաները պաշտպանված են գերբեռնվածությունից և գերտաքացումից և կարող են աշխատել -40...125°C ջերմաստիճանի տիրույթում: Շատ միկրոսխեմաներ ունեն Enable մուտքագրում. «Անջատված» ռեժիմում ընթացիկ սպառումը սովորաբար չի գերազանցում մի քանի... հարյուր նանոամպեր: Կայունացուցիչների հիմնական էլեկտրական բնութագրերը ներկայացված են Աղյուսակ 1-ում:

Աղյուսակ 1. ST LDO կայունացուցիչների հիմնական էլեկտրական բնութագրերը

Անուն	Մուտքագրում լարման, Վ	Հանգստի օր լարման, Վ	Ելք ընթացիկ, մԱ	Անկում լարում¹, mV	Պահանջվում է ընթացիկ (min), μA	SVR², դԲ	Ելքային աղմուկ³, μVRMS/V	Միացնել/Միացնել լավ	Առաջարկվող Տեխնիկական պայմաններ ելք կոնդենսատոր		Շրջանակ
									Հզորությունը, uF	ESR, Օմ
	2,5…6	1,22; 1,8; 2,5; 2,6; 2,7; 2,8; 2,9; 3,0; 3,3; 4,7	150	0,4…60	85	50	30	+/-	1…22	0,005…5	SOT23-5L, TSOT23-5L, CSP (1,57×1,22 մմ)
	2,5…6	1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 3,0; 3,3; 5,0	300	0,4…150	85	50	30	+/-	2,2…22	0,005…5	SOT23-5L, DFN6 (3×3 մմ)
	1,5…5,5	0,8; 1,0; 1,2; 1,25; 1,5; 1,8; 2,5; 3,3	150	մինչև 80	18	62	29	+/-	0,33…22	0,15…2	SOT23-5L, SOT666, CSP (1,1×1,1 մմ)
	2,4…5,5	0,8; 1,2; 1,5; 1,8; 2,5; 3,0; 3,3	150	մինչև 150	31	76	20	+/-	0,33…22	0,05…8	SOT323-5L
	1,5…5,5	0,8…5,0	200	մինչև 200	20	65	45	+/-	0,22…22	0,05…0,9	DFN4 (1×1 մմ)
	1,5…5,5	1,0; 1,2; 1,4; 1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 3,0; 3,3	150	80 (100 մԱ)	20	67	30	+/-	1…22	0,1…1,8	CSP4 (0,8×0,8 մմ)
	1,5…5,5	1.0; 1.2; 1.8; 2.5; 2.9; 3.0; 3.3; 4.1; Աջ	300	մինչև 300	55 (1)	65 (48)	38 (100)	+/-	0,33…22	0,1…4	CSP4 (0,69x0,69 մմ)/DFN6 (1,2x1,3 մմ)
	1,5…5,5	2.5; 3.3; Աջ	500	մինչև 200	20	62	30	+/+	1…22	0,05…0,8	DFN6 (3×3 մմ)
	1,5…5,5	1.2; 2.5; 3.3; Աջ	1000	մինչև 200	20	65	85	+/+	1…22	0,05…0,15	DFN6 (3×3 մմ)
	1,25…6,0	3.3; Աջ	2000	մինչև 135	100	50	24	+/+	1…22	0,05…1,2	DFN6 (3×3 մմ), DFN8 (4×4 մմ)
	1,9…5,5	0,8; 1.0; 1.1; 1.2; 1,5; 1.8; 2.5; 2.8; 2.9; 3.0; 3.1; 3.2; 3.3; 3.5; Աջ	200	մինչև 150	30	55	51	+/-	1…22	0…10
	1,9…5,5	0,8; 1.1; 1.2; 1,5; 1.8; 2.5; 2.9; 3.0; 3.2; 3.3; Աջ	300	մինչև 200	30	55	51	+/-	1…22	0…10	SOT23-5L, SOT323-5L, DFN6 (1.2×1.3 մմ)
	2,5…13,2	1.2…1.8; 2.5…3.3; 3.6; 4.0; 4.2; 5.0; 6.0; 8.5; 9.0; Աջ	200	մինչև 200	40	45	20	+/-	1…22	0,05…0,9	SOT23-5L, SOT323-5L, DFN6 (1.2×1.3 մմ)
	2,1…5,5	1,0; 1,2; 1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 3,0; 3,3	150	մինչև 86	17	89	6,3…9,9	+/-	0,33…10	0,05…0,6	DFN6 (2×2 մմ)
	1,8…5,5	3.3; Աջ	150	մինչև 70	120	51	40	+/-	Ցանկացած	Ցանկացած	SOT23-5L
	2,3…12	1.8; 2.5; 3.3; 5.0; Աջ	50	մինչև 350	3	30	560	-/-	0,22…4,7	0…10	SOT323-5L
	1,5…5,5	1,2; 1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 3,0; 3,1; 3,3	150	մինչև 112	1	30	75	+/-	0,47…10	0,056…6	SOT666
	2,5…24	2.5; 3.3; Աջ	85	մինչև 500	4,15	45	95	-/-	0,47…1	0…1,5	SOT23-5L, SOT323-5L, DFN8 (3×3 մմ)

Նշումներ:

1. առավելագույն ելքային հոսանքի դեպքում;
2. 10 կՀց հաճախականությամբ;
3. հաճախականության միջակայքում 10 Հց-ից մինչև 100 կՀց;
4. Կանաչ ռեժիմի արժեքները ցուցադրվում են փակագծերում:

Micropower LDO կայունացուցիչներ

Ինչպես հայտնի է, սնուցման լարման լայն տիրույթով շատ սխեմաներում ընթացիկ սպառումը մեծանում է լարման աճի հետ, հետևաբար, մարտկոցի հավաքածուի ծառայության ժամկետը մեծացնելու համար լարումը պետք է կայունացվի նվազագույն ընդունելի մակարդակում, որի դեպքում շղթայի աշխատանքը չի խախտվում. Այնուամենայնիվ, մենք պետք է հաշվի առնենք հենց LDO-ի ընթացիկ սպառումը. այն պետք է շատ ավելի ցածր լինի, քան այն տարբերությունը, որը մենք փորձում ենք խնայել: Մենք նաև պետք է հաշվի առնենք կայունացուցիչի վրա լարման նվազագույն անկումը, քանի որ որքան բարձր է այն, այնքան շուտ կսպառվեն մեր մարտկոցները: Եվ եթե 20 տարի առաջ մշակողները մուտք ունեին միայն KREN ընտանիքի միկրոսխեմաներին, որոնց տիպիկ ընթացիկ սպառումը ավելի քան 3 մԱ է, այժմ ընտրությունը շատ ավելի լայն է:

Միկրոէներգիայի ռեժիմում աշխատելու համար լավագույնս հարմար է եզակի կայունացուցիչը, որի սպառումը կազմում է մոտ 1 µA (մինչև 2,4 µA առավելագույն բեռնվածության հոսանքի դեպքում) և 112 մՎ-ից պակաս լարման անկում: Միեւնույն ժամանակ, նրա ելքային լարումը ողջ աշխատանքային տիրույթում փոխվում է ոչ ավելի, քան 3 ... 5%: Կայունացուցիչի սխեման ամենապարզն է (Նկար 3), առանց լրացուցիչ ընտրանքների: Մի փոքր ավելի բարձր էներգիայի սպառում: Այս միկրոսխեման ունակ է աշխատել մինչև 12 Վ. Ա մուտքային լարման դեպքում, 4,5 μԱ հոսանքի սպառումով և համեմատաբար ցածր գնով, այն կարող է դիմակայել մինչև 26 Վ մուտքային լարման։ իդեալական մարտկոցով աշխատող սարքերի համար. ընթացիկ բեռնվածության դեպքում ոչ ավելի, քան մի քանի միկրոամպեր, նույնիսկ CR2032 փոքր մարտկոցը սարքում կաշխատի տասնամյակներ շարունակ:

Սերիայի լարման կայունացուցիչների (ներառյալ միկրոսխեմաների) կարևոր պարամետրերից մեկը կայունացուցիչի մուտքի և ելքի (ΔUmin) միջև նվազագույն թույլատրելի լարումն է առավելագույն բեռնվածքի հոսանքի ժամանակ: Այն ցույց է տալիս, թե մուտքային (Uin) և ելքային (Uout) լարումների միջև ինչ նվազագույն տարբերության դեպքում կայունացուցիչի բոլոր պարամետրերը գտնվում են նորմալ սահմաններում: Ցավոք, ոչ բոլոր ռադիոսիրողները ուշադրություն են դարձնում դրան, սովորաբար նրանց հետաքրքրում է միայն ելքային լարումը և առավելագույն ելքային հոսանքը: Մինչդեռ այս պարամետրը էական ազդեցություն ունի ինչպես ելքային լարման որակի, այնպես էլ կայունացուցիչի արդյունավետության վրա։
Օրինակ, 1_M78xx սերիայի տարածված միկրոսխեմաների կայունացուցիչների համար (xx-ը վոլտներով կայունացման լարման հավասար թիվ է), նվազագույն թույլատրելի լարումը dUmin = 2 V 1 Ա հոսանքի դեպքում: Գործնականում դա նշանակում է, որ կայունացուցիչի համար LM7805 չիպի (Uout = 5 V) լարումը Uinmin-ը պետք է լինի առնվազն 7 Վ: Եթե ալիքի ամպլիտուդը ուղղիչի ելքում հասնում է 1 Վ-ի, ապա Uinmin-ի արժեքը մեծանում է մինչև 8 Վ, և հաշվի առնելով ցանցի անկայունությունը: լարումը ±10%-ի սահմաններում այն ​​բարձրանում է մինչև 8,8 Վ: Արդյունքում կայունացուցիչի արդյունավետությունը չի գերազանցի 57%-ը, իսկ բարձր ելքային հոսանքի դեպքում միկրոսխեման շատ տաքանալու է:
Իրավիճակից դուրս գալու հնարավոր ելքն է այսպես կոչված Low Dropout (ցածր լարման անկում) միկրոսխեմաների կայունացուցիչների օգտագործումը, օրինակ՝ KR1158ENxx շարքը (ΔUmin = 0,6 Վ 0,5 Ա հոսանքի դեպքում) կամ LM1084 (Umin = 1,3 Վ ժամը): հոսանք 5 Ա): Բայց Umin-ի նույնիսկ ավելի ցածր արժեքներ կարելի է ձեռք բերել, եթե որպես կարգավորող տարր օգտագործվի հզոր դաշտային տրանզիստոր: Այս սարքն է, որը կքննարկվի հետագա:

Առաջարկվող կայունացուցիչի դիագրամը ներկայացված է Նկ. 1. VT1 դաշտային տրանզիստորը միացված է դրական հոսանքի գծին: P-ալիքով սարքի օգտագործումը պայմանավորված է հեղինակի կողմից իրականացված թեստերի արդյունքներով. պարզվել է, որ նման տրանզիստորները ավելի քիչ են հակված ինքնագրգռման, և ավելին, որպես կանոն, նրանց բաց ալիքի դիմադրությունը ավելի քիչ է: քան p-ալիքների: Տրանզիստոր VT1-ը կառավարվում է զուգահեռ լարման կարգավորիչով DA1: Որպեսզի դաշտային տրանզիստորը բացվի, դրա դարպասի լարումը պետք է լինի առնվազն 2,5 Վ-ով ավելի, քան աղբյուրում: Հետևաբար, լրացուցիչ աղբյուր է անհրաժեշտ ելքային լարմամբ, որը գերազանցում է դաշտային ազդեցության տրանզիստորի արտահոսքի լարումը հենց այս քանակով:
Նման աղբյուրը` բարձրացող լարման փոխարկիչը, հավաքվում է DD1 չիպի վրա: Տրամաբանական տարրերը DD1.1, DD1.2 օգտագործվում են իմպուլսային գեներատորում մոտ 30 կՀց կրկնության արագությամբ, DD1.3, DD1.4 բուֆերային տարրեր են. VD1, VD2 դիոդները և SZ, C4 կոնդենսատորները ստեղծում են ուղղիչ՝ կրկնապատկելով լարումը, R2 ռեզիստորը և C5 կոնդենսատորը հարթեցնող ֆիլտր են կազմում:

C6, C7 կոնդենսատորները ապահովում են սարքի կայուն աշխատանքը: Ելքային լարումը (նրա նվազագույն արժեքը 2,5 Վ) սահմանվում է R4 կտրող ռեզիստորով:
Սարքի նախատիպի լաբորատոր փորձարկումները ցույց են տվել, որ 3 Ա բեռի հոսանքի և մուտքային լարման 7-ից 5,05 Վ-ի նվազման դեպքում ելքը նվազում է 5-ից մինչև 4,95 Վ: Այլ կերպ ասած, նշված հոսանքի դեպքում լարման նվազագույն անկումը ΔUmin-ը չի գերազանցում 0,1 Վ-ը: Սա թույլ է տալիս ավելի լիարժեք օգտագործել առաջնային էներգիայի աղբյուրի (ուղղիչ) հնարավորությունները և բարձրացնել լարման կայունացուցիչի արդյունավետությունը:

Սարքի մասերը տեղադրվում են տպագիր տպատախտակի վրա (նկ. 2), որը պատրաստված է 1,5...2 մմ հաստությամբ միակողմանի փայլաթիթեղով պատված ապակեպլաստե լամինատից: Ֆիքսված ռեզիստորներ - R1-4, MLT, հարմարվողական - SPZ-19a, կոնդենսատորներ C2, C6, C7 - կերամիկական K10-17, մնացածը ներկրված օքսիդ են, օրինակ, TK շարքը Jamicon-ից: 3...6 Վ ելքային լարման կայունացուցիչում պետք է օգտագործվի դաշտային տրանզիստոր, որի բացման լարումը 2,5 Վ-ից ոչ ավելի է: Միջազգային ուղղիչի նման տրանզիստորները սովորաբար նշվում են L տառով (տես փաստը. թերթիկ «Power field-effect switching transistors International Rectifier» «Ռադիո», 2001 թ., թիվ 5, էջ 45): Երբ բեռնվածքի հոսանքը 1,5...2 Ա-ից ավելի է, անհրաժեշտ է օգտագործել տրանզիստոր, որի բաց ալիքի դիմադրությունը ոչ ավելի, քան 0,02...0,03 Օմ:
Գերտաքացումից խուսափելու համար դաշտային տրանզիստորը ամրացվում է ջերմատախտակի վրա, և դրա վրա կարելի է սոսնձել տախտակ մեկուսիչ միջադիրի միջոցով: Տեղադրված տախտակի տեսքը ներկայացված է Նկ. 3.

Կայունացուցիչի ելքային լարումը կարող է ավելացվել, բայց չպետք է մոռանալ, որ K561LA7 միկրոսխեմայի առավելագույն մատակարարման լարումը 15 Վ է, իսկ դաշտային ազդեցության տրանզիստորի դարպասի աղբյուրի լարման սահմանային արժեքը շատ դեպքերում չի գերազանցում: 20 Վ.

Հետևաբար, նման դեպքում, դուք պետք է օգտագործեք խթանիչ փոխարկիչ, որը հավաքված է ըստ այլ սխեմայի (տարրերի հիմքի վրա, որը թույլ է տալիս ավելի բարձր մատակարարման լարում) և սահմանափակեք լարումը դաշտային ազդեցության տրանզիստորի դարպասում՝ միացնելով zener դիոդը: C5 կոնդենսատորին զուգահեռ համապատասխան կայունացման լարմամբ: Եթե ​​ենթադրվում է, որ կայունացուցիչը ներկառուցված է ներքև տրանսֆորմատորով էներգիայի աղբյուրի մեջ, ապա լարման փոխարկիչը (միկրոշրջան DD1, VD1, VD2 դիոդներ, ռեզիստոր R1 և կոնդենսատորներ C2, SZ) կարող են բացառվել, և «հիմնական» ուղղիչը: VD5 դիոդային կամրջի վրա (նկ. 4) կարող է համալրվել VD3, VD4 և C9 կոնդենսատորի դիոդների կրկնապատկիչ լարմամբ (տարրերի համարակալումը շարունակվում է այն, ինչ սկսվեց Նկար 1-ում):

Հրապարակման ամսաթիվ. 29.09.2009

Ընթերցողների կարծիքները

• Սերգեյ / 10/06/2011 - 08:34
  Ի՞նչ արժեքներ է պետք փոխել, որպեսզի Uout-ը դառնա 9 Վ:
• Նիկոլայ / 30.07.2011 - 22:30
  Լավ սխեման, շնորհակալություն: Ես այն օգտագործել եմ լարումը կայունացնելու համար մինչև 0,5 Ա հոսանքների դեպքում ուժեղ լարման անկում ունեցող աղբյուրից, երբ բեռի հոսանքը մեծանում է: Հարց է առաջացել կառավարման մասի սեփական սպառման մասին՝ այն շատ է ուտում :), 18,6 մԱ-ից (U մուտքային մաքս) մինչև 8,7 մԱ։ Ես սահմանել եմ R3 = 8,2 կՕհմ (TL431 անվանական ռեժիմում, I > 1 մԱ, թեև բնորոշ նվազագույն հոսանքը 450 մԱ է) և կարգավորող R4 = 50 կՕմ: ընթացիկ սպառումը նվազել է մինչև 2,3 մԱ - 1,1 մԱ: Այս փոփոխությամբ դուք կարող եք օգտագործել ավելի փոքր հզորության C3-C5 կոնդենսատորներ, ես օգտագործել եմ 10 μF:

Հզորության կայունացուցիչների ամենակարևոր հատկություններից մեկը ամենաբարձր բեռնվածքի հոսանքի դեպքում կայունացուցիչի ելքի և մուտքի միջև նվազագույն թույլատրելի լարումն է: Այն տրամադրում է տեղեկատվություն, թե ինչ լարման ամենափոքր տարբերությամբ են սարքի պարամետրերը նորմալ վիճակում:

Գծային թյունինգի արդյունավետությունը բարձրացնելու եղանակներից մեկը կարգավորիչ տարրի լարման անկումը հնարավորինս նվազագույն արժեքի իջեցումն է: Սա հատկապես կարևոր է մանրանկարչության կարգավորիչների համար, որտեղ յուրաքանչյուր 50 միլիվոլտ կաթիլը վերածվում է մի քանի հարյուր միլիվատ ջերմության՝ սարքի փոքր մարմնի մեջ բարդ ցրմամբ:

Հետևաբար, նման սխեմաները միացնելու համար շատ ընկերություններ դիզայներներին առաջարկում են մինչև 100 միլիվոլտ ցածր անկում ունեցող միկրոսխեմաներ: ST 1L 08 միկրոսխեման ունի լավ պարամետրեր մինչև 0,8 Ա ընթացիկ բեռով, տրանզիստորի ամենափոքր անկումը մոտ 70 միլիվոլտ է:

Գործարանային կայունացուցիչներից մենք կարող ենք նշել նրանց, որոնցում, երբ բեռի հոսանքը իջեցվում է ամենացածր արժեքին, անկումը կրճատվում է մինչև 0,4 միլիվոլտ: Աղմուկը նվազեցնելու համար նման միկրոսխեմաները հագեցած են օժանդակ բուֆերային ուժեղացուցիչով տերմինալով արտաքին ֆիլտրը միացնելու համար մինչև 0,01 μF հզորությամբ: Նման ֆիլտրի վրա դրվում են նվազագույն պահանջներ. հզորության արժեքը պետք է լինի 2,2-ից մինչև 22 μF:

Հատուկ ուշադրություն պետք է դարձնել LD CL 015 միկրոսխեմային: Լավ հատկություններով և ցածր լարման անկմամբ սա կայունացուցիչներից մեկն է, որը գործում է առանց կոնդենսատորի ֆիլտրի: Սա ձեռք է բերվում օպերատիվ ուժեղացուցիչի միջոցով՝ ֆազային լուսանցքով: Այնուամենայնիվ, պարամետրերը բարելավելու և ելքում աղմուկը նվազեցնելու համար նպատակահարմար է սարքի ելքի և մուտքի մոտ տեղադրել մոտ 0,1 μF հզորություններ:

Սարք՝ մինչև 0,05 վոլտ անկումով

Մարտկոցներից տարբեր սարքավորումներ միացնելիս ամենից հաճախ անհրաժեշտություն է առաջանում հավասարեցնել լարման և հոսանքի սպառումը: Օրինակ՝ լազերային վիդեո նվագարկիչ կամ LED լապտեր ձեւավորելու համար։ Այս խնդիրը լուծելու համար արտադրության մեջ արդեն նախագծվել են մի քանի միկրոսխեմաներ՝ դրայվերների տեսքով։ Դրանք ցածր լարման փոխարկիչ են՝ ներքին կայունացուցիչով։ Նոր զարգացում է LT 130 8A միկրոսխեման:

Չնվազեցնելով նման վարորդների առավելությունները, հարկ է նշել, որ մեծ մարզային քաղաքում նման միկրոսխեմաներ չկան։ Կարելի է պատվիրել բարձր արժեքով՝ մոտ 10 եվրո։ Հետևաբար, մեկ ռադիո ամսագրից կա էժան, պարզ և արդյունավետ սարքի միացում:

Նման սարքի կայունացման գործակիցը 10000 է, ելքային լարումը կարգավորվում է 2,4 կմ դիմադրությամբ 2-ից 8 վոլտ։ Երբ մուտքային հզորությունը ցածր է ելքից, թյունինգ տրանզիստորը բաց է, և հզորության անկումը հավասար է մի քանի մՎ-ի: Եթե ​​մուտքային լարումը ավելի բարձր է, քան ելքային լարումը, ապա zener-ի դիոդում այն ​​հավասար է 0,05 վոլտ: Դա հնարավոր է դառնում AA մարտկոցներով: Նույնիսկ փոխելով բեռնվածքի հոսանքը 0-ից 0,5 ամպերի միջակայքում, ելքային լարումը կփոխվի միայն 1 մՎ-ով:

Նման պարզ կայունացուցիչի համար տախտակը փորագրման կարիք չունի, այլ կարելի է կտրել հատուկ դանակով: Այն պատրաստված է կոտրված երկաթե շեղբերից և սրված է հղկող անիվի վրա: Այնուհետև բռնակը փաթաթվում է օգտագործման հարմարավետության համար:

Այս կտրիչով դուք կարող եք քերծել հետքերը պղնձե տախտակի վրա:

Տախտակը մաքրում ենք հղկաթղթով, թիթեղապատում, մասերը զոդում և ամեն ինչ պատրաստ է։

Լուսանկարները ցույց են տալիս, որ տախտակը փորագրելու կամ փորելու կարիք չկա:

Այս մեթոդը միշտ օգտագործվում է փոքր, պարզ սխեմաներ արտադրելու համար: Հզոր տրանզիստորը հովացման ռադիատորով սարքավորելու կարիք չկա։ Լարման փոքր անկման պատճառով այն չի տաքանում։ Կարգավորելիս համոզվեք, որ թույլ բեռը միացրեք ելքին:

Ցածր հոսանքի հավասարեցնող սարք

Ամենակարևոր հատկությունը ցածր հզորության անկումով կայունացուցիչն է, ինչպես միկրոսխեմաների դեպքում, ամենաբարձր ընթացիկ բեռի դեպքում ելքային և մուտքային պոտենցիալների նվազագույն թույլատրելի տարբերությունը: Այն որոշում է, թե ինչ նվազագույն լարման տարբերությունը ելքի և մուտքի միջև, սարքի բոլոր հատկությունները նորմալ են:

• M78 սերիայի միկրոսխեմաների վրա պատրաստված ամենատարածված կայունացուցիչների համար ամենացածր թույլատրելի լարումը 2 վոլտ է 1 ամպերի հոսանքով:
• Մուտքի վրա նվազագույն լարում ունեցող միկրոսխեմայի վրա սարքը պետք է ելքում արտադրի 7 վոլտ լարում: Երբ սարքի ելքի վրա իմպուլսների ամպլիտուդը հասնում է 1 վոլտի, նվազագույն մուտքային լարումը բարձրանում է մինչև 8 վոլտ:
• Հաշվի առնելով ցանցի լարման անկայունությունը 10%-ի սահմաններում, այն բարձրանում է մինչև 8,8 վոլտ։

Արդյունքում սարքի արդյունավետությունը չի գերազանցի 57%-ը, ելքի վրա զգալի հոսանքի դեպքում միկրոսխեման շատ տաքանալու է։

Ցածր անկման չիպերի կիրառում

Իրավիճակից լավ ելք օգտագործելն է այնպիսի հավաքույթներ, ինչպիսիք են KR 1158 EH կամ LM 10 84:

Սարքի աշխատանքը միկրոշրջանի վրա հետևյալն է.

• Ցածր լարման արժեքները կարելի է ձեռք բերել կարգավորելու համար հզոր դաշտային անջատիչ օգտագործելով:
• Տրանզիստորը գործում է դրական գծում:
• Փորձարկումների հիման վրա առաջարկվում է n-ալիքով կայունացուցիչի օգտագործումը. նման կիսահաղորդիչները հակված չեն ինքնագրգռման:
• Բաց շղթայի դիմադրությունը p-channel-ի համեմատ ավելի ցածր է:
• Տրանզիստորը կառավարվում է զուգահեռ կայունացուցիչով:
• Դաշտային տրանզիստորը բացելու համար դարպասի լարումը կարգավորվում է աղբյուրից 2,5 վոլտով:

Նման օժանդակ աղբյուրը անհրաժեշտ է, եթե դրա ելքային լարումը այս արժեքով ավելի բարձր է, քան դաշտային ազդեցության տրանզիստորի արտահոսքի լարումը:

MOSFET + TL431 = Նվազագույն հեռացման շարքի փոխհատուցման լարման կարգավորիչ

Իդեալական LDO կարգավորիչ

LDO = ցածր թողարկում = ցածր նվազագույն լարման անկում անցումային տարրի վրա

Հանրաճանաչ երեք տերմինալային ինտեգրված կայունացուցիչ LM317 (տվյալների թերթիկ) համար լարման նվազագույն անկումը, որի դեպքում նրա աշխատանքը դեռ նորմալացված է, 3 վոլտ է: Ընդ որում, այս պարամետրը ոչ մի տեղ հստակ նշված չէ փաստաթղթում, այլ համեստորեն նշված է չափման պայմաններում։ Շատ դեպքերում ենթադրվում է, որ չիպի վրա անկումը 5 վոլտ է կամ ավելի.
«Եթե այլ բան նշված չէ, VIN − VOUT = 5V».

Բաբա Յագան դեմ է դրան: Ցավալի է 3 վոլտ կորցնել հիմար անցողիկ տրանզիստորի վրա: Եվ ցրիր ավելորդ Վտ: Խնդրի հանրաճանաչ լուծումը՝ կայունացուցիչների միացումը, այստեղ չի քննարկվում այն ​​պատճառով, որ դրանք սուլոց. Դուք կարող եք պայքարել միջամտության դեմ, բայց ինչպես գիտեք՝ նրանք, ովքեր չեն պայքարում, անպարտելի են: 😉

Գաղափար
Այս շղթայի գաղափարը վերադառնում է TL431-ի բազմաթիվ տվյալների աղյուսակներից մեկին: Օրինակ, ահա թե ինչ է առաջարկում National Semiconductor / TI-ն.

Vo ~= Vref * (1+R1/R2)

Ինքնին, նման կարգավորիչը շատ հետաքրքիր չէ. իմ կարծիքով, այն ավելի լավը չէ, քան սովորական երեք տերմինալ կայունացուցիչները 7805, LM317 և այլն: Քիչ հավանական է, որ Դարլինգթոնի միջով անցնող նվազագույն անկումը լինի 2 վոլտից պակաս: Եվ բացի այդ, չկան պաշտպանություն ո՛չ հոսանքի, ո՛չ էլ գերտաքացման համար։ Եթե ​​տրանզիստորները հնարավոր լինի պատրաստել այնքան հաստ, որքան ցանկանում է ձեր սիրտը:

Վերջերս ինձ անհրաժեշտ էր կառուցել գծային կայունացուցիչ նվազագույն լարման անկումով: Իհարկե, դուք միշտ կարող եք խուսանավել, երկրորդականի վրա ավելի բարձր լարման տրանսֆորմատոր վերցնել, կամրջի մեջ դնել Schottky դիոդներ, ավելի շատ պահեստային կոնդենսատորներ... Եվ այս ամբողջ երջանկությամբ տաքացրեք երեք տերմինալային կայունացուցիչը: Բայց ես ուզում էի էլեգանտ լուծում տրանսի հետ, որն առկա էր: Ո՞ր անցումային կարգավորիչը կարող է ապահովել զրոյին մոտ անկում: MOSFET. ժամանակակից բարձր հզորության դաշտային սարքերում կապուղու դիմադրությունը կարող է լինել մի քանի միլի Օմ:

Պարզապես Դարլինգթոնի փոխարինումը մեկուսացված դարպասի դաշտային ազդեցության տրանզիստորով ինդուկտացված ալիքով (այսինքն՝ ամենատարածված MOSFET-ը) վերը նշված շղթայում շատ չի օգնի: Քանի որ դարպաս-աղբյուրի շեմային լարումը կլինի 3-4 վոլտ սովորականների համար, և դեռ ավելի Վոլտ «տրամաբանական» MOSFET-ների համար, դա կսահմանի նվազագույն անցումային լարումը նման կայունացուցիչի վրա:

Կարող է հետաքրքիր լինել, եթե դուք օգտագործում եք դաշտային անջատիչ, որն աշխատում է սպառման ռեժիմում (այսինքն՝ ներկառուցված ալիքով) կամ p-n հանգույցով: Սակայն, ցավոք, այս տեսակի հզոր սարքերն այժմ գործնականում անհասանելի են:

Կողմնակալության լարման լրացուցիչ աղբյուրը խնայում է: Նման աղբյուրը ամենևին պարտադիր չէ, որ հոսանքի բարձր հզորություն ունենա՝ մի քանի միլիամպերը բավական կլինեն:

Ամեն ինչ շատ պարզ է աշխատում. երբ TL431-ի կառավարման մուտքի լարումը, ելքային լարման համաչափ, ընկնում է շեմից (2,5 Վ), «զեներ դիոդը» փակվում է և «ազատում» դաշտային դարպասը «վերև»: Լրացուցիչ աղբյուրից ռեզիստորի միջոցով հոսանքը «բարձրացնում է» լարումը դարպասի մոտ և, հետևաբար, կայունացուցիչի ելքի վրա:
Հակառակ ուղղությամբ, ելքային լարման բարձրացմամբ, ամեն ինչ աշխատում է նույն կերպ. «զեներ դիոդը» մի փոքր բացվում է և նվազեցնում լարումը դաշտային դարպասում:
TL431-ը գծային սարք է, դրա մեջ սողնակներ չկան.

Իրականություն
Իրական սարքի շղթայում ես դեռ ավելացրեցի հոսանքի պաշտպանությունը՝ զոհաբերելով կես վոլտ կաթիլ՝ հօգուտ անվտանգության: Սկզբունքորեն, ցածր լարման ձևավորումներում դուք հաճախ կարող եք ապահովել ապահովիչով, քանի որ դաշտային ազդեցության տրանզիստորները հասանելի են հսկայական ընթացիկ պահուստով և, ռադիատորի առկայության դեպքում, կարող են դիմակայել խելահեղ ծանրաբեռնվածություններին: Եթե ​​ափսոս 0,5 վոլտ է, իսկ հոսանքի պաշտպանությունն անհրաժեշտ է, գրեք, որովհետև ճանապարհներ կան 😉

Հունվարի 30, 2012: 🙂Հիանալի է աշխատում:Մոտավորապես 2A և ավելի բարձր բեռնվածքի հոսանքների դեպքում խորհուրդ է տրվում հզոր դիոդներ տեղադրել փոքր ռադիատորի վրա: R8=0; C7=0.1 ... 10 µF կերամիկա կամ թաղանթ:

Դիագրամում նշված R5-R6-R7 գնահատականներով, ելքային լարման ճշգրտման միջակայքը մոտավորապես 9-ից 16 վոլտ է: Բնականաբար, փաստացի առավելագույնը կախված է նրանից, թե տրանսֆորմատորը որքան կարող է ապահովել բեռի տակ:
R4-ը պետք է օգտագործվի արժանապատիվ հզորությամբ. PmaxR4 ~= 0,5 / R: Այս օրինակում երկու ջուրը ճիշտ կլինի:

Այնտեղ, որտեղ դա կարող է անհրաժեշտ լինել
Օրինակ՝ լամպերի տեխնոլոգիայի մեջ շիկացման սխեմաները ուղղակի հոսանքով սնուցելու համար:
Ինչու՞ մշտական ​​և նույնիսկ այդքան խնամքով կայունացված հոսանք՝ թելերը սնուցելու համար:

1. Վերացրեք AC լարման միջամտությունը ազդանշանային սխեմաների մեջ: Կան մի քանի եղանակներ, որպեսզի «ֆոնը» թելերի սխեմաներից արտահոսքի ազդանշանի մեջ (առանձին հոդվածի թեմա):
2. Սնուցեք թելիկը խիստ սահմանված լարմամբ: Կա ապացույց, որ թելիկի լարման գերազանցումը անվանական լարման 10%-ով կարող է նվազեցնել լամպի կյանքը մեծության կարգով: Մատակարարման լարման հանդուրժողականության ստանդարտները, գումարած տրանսֆորմատորների նախագծման սխալները և այլն: - 10% սխալը հեշտությամբ տեղի կունենա:

6 վոլտ թելերի համար անհրաժեշտ է նվազեցնել R5-ը. 5,6 KOhm-ը ճիշտ կլինի:

Ինչ կարող է բարելավվել
Օրինակ, թելերի սնուցման համար օգտակար է ավելացնել փափուկ մեկնարկը: Դա անելու համար բավական կլինի C4-ը հասցնել, ասենք, 1000 μF-ի և միացնել 1KΩ ռեզիստորը կամրջի և C4-ի միջև:

Մի քիչ լամպերի դիցաբանություն
Անդրադառնամ մեկ համառ թյուր կարծիքին, որը պնդում է, որ թելիկը «անընդհատ» կերակրելը բացասաբար է ազդում «ձայնի» վրա:
Այս առասպելի ծագման ամենահավանական աղբյուրը, ինչպես միշտ, հասկացողության բացակայությունն ու ծուռ ձեռքերն են: Օրինակ՝ մեկ տրանսֆորմատորը սնուցում է և՛ անոդները, և՛ թելիկը: Թելքի ոլորման անվանական հոսանքը, ասենք, 1Ա է, որը նախկինում ուղղակիորեն սնուցում էր թելիկ լամպերը, և դրանք սպառում էին մի փոքր ավելի քիչ, քան այս 1Ա-ն: Ամեն ինչ լավ է ստացվել, միգուցե մի փոքր կոպիտ: Եթե ​​հիմա ինչ-որ զոդող սարք, որն իրեն «խողովակ-գուրու» է պատկերացնում, հանկարծ նույն լամպերը սնուցի նույն ոլորանից, բայց ուղղիչի/կոնդենսատորի/կայունացնողի միջով, վերջ, պտտե՛ք ուժեղացուցիչը: Բացատրությունը պարզ է, թեև ոչ բոլորի համար.

1. Նախ, տրանսֆորմատորն այժմ ծանրաբեռնված է պահեստային բաքի լիցքավորման հոսանքի իմպուլսային բնույթի պատճառով (անհրաժեշտ է առանձին հոդված:) Մի խոսքով, դուք պետք է վերցնեք տրանս, որի անվանական երկրորդային հոսանքը մոտավորապես 1,8 անգամ ավելի մեծ է, քան շտկվածը: բեռնման հոսանք.
2. Երկրորդ, շիկացած էներգիայի աղբյուրում պահեստային տանկերի լիցքավորման հարվածային հոսանքները ոչ մի լավ բան չեն ավելացնի անոդային էներգիայի մատակարարմանը:

• Եզրակացություն

• Ձեզ հետաքրքրու՞մ էր։ Գրի՛ր ինձ։

Հարցրեք, առաջարկեք՝ մեկնաբանություններում կամ էլ. փոստով (հասանելի է իմ պրոֆիլում): Շնորհակալություն!

Ամենայն բարիք։
- Սերգեյ Պատրուշին:

Այս գրառումը տեղադրվել է , կողմից . Էջանշան դնել .

Մեկնաբանություններ VKontakte-ին

131 միտք « MOSFET + TL431 = Նվազագույն հեռացման շարքի փոխհատուցման լարման կարգավորիչ”

Այս կայքը օգտագործում է Akismet սպամը նվազեցնելու համար: