skabte en masse feedback og spørgsmål. Jeg forsøgte at besvare nogle spørgsmål i kommentarerne til den originale artikel. Her vil jeg give et par enkle variationer over temaet for denne stabilisator. Forresten lykkedes det mig foreløbig at bygge to 120-watt strømforsyninger, to "tønder" med stabilisatorer samlet i henhold til skemaet under diskussion.

Fungerende prototype

At omslutte mit håndværk har altid været et problem. Denne gang tror jeg, at jeg med held slap afsted med at bruge Ikea køkkenredskabsholdere og rundtømmer skåret af 6 mm MDF-plade.

120 watt fra en tønde

Hvad er al balladen til?

Jeg bliver ofte kaldt skør 🙂 Og sandheden er: I dag kan du vælge en færdiglavet skiftende strømforsyning til næsten alle parametre. Det koster nok ikke mere end en lavfrekvent transformer, desuden viser den sig som regel at være lettere og mere kompakt. Jeg betalte mange penge for trancer og brugte flere aftener på at samle disse tønder. På trods af at jeg allerede havde alle de nødvendige kilder. Nederste linje: 7 impulskasser blev sendt i kælderen til opbevaring.

Jeg vil afsløre hemmeligheden bag mit vanvid: dette er mit forsøg på at reducere tætheden af ​​elektromagnetiske felter i mit hjem. For eksempel blev en mikrobølgeovn for et par år siden foræret til folk, der henter affaldet ud fra vores kælder. Sandt nok plager samvittigheden stadig lidt: de bliver nu bestrålet og spiser modificeret mad. Ja, og trancen der var lækker på 1 kilowatt. 🙂

Generelt er emnet elektromagnetisk interferens værdig til en afhandling. Jeg er sikker på, at jeg vil vende tilbage til det mere end én gang i bloggen ...

Billeder kan "klikkes" for at se dem i højere opløsning.

Loddet med "spindelvæv" (MGTF + Kynar)

Variationer over et tema

I alle nedenstående skitser er nummereringen af ​​elementer fra .

To sekundære viklinger + blød start

Kort fortalt har jeg allerede foreslået en sådan ændring i en tidligere artikel. En jævn start kan opnås ved blot at tilføje en modstand R9.

Effektiv primær kilde - to sekundære viklinger

Omtrentlige sæt af komponenter:

• VD1, VD2 = Schottky dioder 8A 40V
• VD5-8 = 0,5A 200V lille bro
• C1 = 15000uF 25V
• C2, C3 = 47uF 25V
• C4 = 1000uF 35V
• R9 = 1 kOhm
• C6 = 0,1uF keramik

Bemærk den øgede kapacitet af C4. Sammen med R9 giver det en jævn stigning i spændingen "V ++", når enheden er tændt. Da spændingen ved regulatorudgangen ikke kan overstige V++ minus tærskelspændingen for MOS-transistoren, giver denne modifikation også en jævn stigning i udgangsspændingen ved start.

Enkelt sekundærvikling + blød start

I diagrammet over denne variation fra diodebroer blænder det i øjnene 🙂 Jeg skynder mig at minde dig om, at selve multiplikatoren forblev uændret: den samme lille bro og 3 kondensatorer.

I det tilfælde, hvor der allerede er en anden kilde til positiv spænding i systemet (et par volt højere end det, der er nødvendigt ved udgangen af ​​denne regulator), ville det være rimeligt at bruge det som "V ++". Fra "V++"-kilden trækker regulatoren kun nogle få milliampere, hvilket ikke burde være for belastende for en anden kilde. Dermed kan du nemt slippe af med multiplikatoren.

Lad os undvære en strømbegrænser

Uden en strømbegrænser kan kredsløbet fungere med et ubetydeligt fald på pastransistoren og stadig give høje belastningsstrømme, hvilket ikke er muligt med nogen industriel LDO-regulator, som jeg kender til i dag.

Se nedenfor for en prøveliste over pålydende værdier.

Spar venligst ikke på sikringer. Det er bedre at erstatte et penny glasrør med en ledning end at sætte en rygende transformer ud.
Jeg anbefaler at sætte en "langsom" sikring (med bogstavet "T" - tid) umiddelbart efter transformatorens sekundære vikling. Sikringen skal være normeret til ca. det dobbelte af belastningens mærkestrøm. Jeg anbefaler dig kraftigt ikke at stole på sikringen i netledningen, især når transformatoren har flere sekundære viklinger, hvorfra forskellige komponenter i enheden får strøm. I dette tilfælde kan det "røgende" scenarie være som følger: en sekundær er overbelastet og ryger allerede, mens det samlede forbrug forbliver inden for det normale område, for eksempel på grund af nedlukningen af ​​de resterende knudepunkter på enheden.

Komplet regulatorkredsløb

Lige tegnet om for at gøre det nemmere at læse, håber jeg.

Et eksempel på pålydende værdier fra min prototype:

• R1, R6 = 2,2 kOhm
• R2, R3 = 470 Ohm
• R4 = 0,22 ohm 3W
• R5 = 12 kOhm
• R7 = 2,2 kΩ multi-turn
• C5 = 10 nF keramik
• VT1 = IRFZ40
• VT2 = 2N2222
• VD9 = 1N5244B (14V zenerdiode)

Test!

Et billede af en vidunderlig enhed, der hjalp mig mere end én gang, da jeg fejlede lydforstærkere. Denne gang testede jeg med dens hjælp mine "tønder", designet til 12,6V 2A på en stabiliseret udgang. Strømbegrænseren er indstillet til ca. 2,5A.

Videreudvikling af ideen

1. Ekstern koblingskontrol kombineret med blød start;
2. Termoreguleret ventilator;
3. Termisk sikring;
4. Sæt til selvmontering;
5. Programmerbar kilde...

Så tjek tilbage ofte, og bedre - tilmeld dig nyhedsbrevet 😉

Dette indlæg blev udgivet i , af . Bogmærk .

Forlænge levetiden for en batteripakke eller batteriopladning blot ved at tilføje lineære spændingsregulatorer til kredsløbet? Øge spændingsstabiliteten og reducere rippel efter en pulsomformer med ringe eller ingen reduktion i strømforsyningens effektivitet? Dette er rigtigt, hvis du bruger moderne micropower LDO stabilisatorer fra STMicroelectronics med et lavt produktionsspændingsfald.

I lang tid var kun klassiske stabilisatorer (for eksempel eller stabilisatorer i 78xx / 79xx-serien) med et minimumsfald på reguleringselementet på 0,8 V og højere tilgængelige for udviklere af elektronisk udstyr. Dette skyldtes det faktum, at en n-p-n-transistor blev brugt som et regulatorisk element, forbundet i henhold til et kredsløb med en fælles kollektor. For at åbne en sådan transistor til mætning er en ekstra strømforsyning nødvendig, hvis spænding overstiger indgangsspændingen. Udviklingen af ​​teknologi står dog ikke stille, og med fremkomsten af ​​kraftige og kompakte p-kanal felteffekttransistorer begyndte de også at blive brugt i spændingsstabilisatorer, herunder i et common-source kredsløb. En sådan ordning gør det muligt om nødvendigt at åbne transistoren helt, og spændingsfaldet ved dets kryds vil faktisk kun afhænge af kanalmodstanden og belastningsstrømmen. Sådan fremstod LDO-stabilisatoren (Low DropOut).

Det skal tages i betragtning, at minimumsfaldet på LDO-stabilisatortransistorens kanal næsten er lineært afhængigt af strømmen, der løber gennem den, da kanalen faktisk er en elektrisk justerbar modstand med en vis minimumsmodstand. Derfor, når udgangsstrømmen falder, falder denne spænding også proportionalt til en vis grænse, normalt lig med 10 ... 50 mV. Lederne skal genkendes som mikrokredsløb, og hvor det mindste spændingsfald kun er 0,4 mV. Hvis spændingsfald er et af nøglekravene til en stabilisator, så bør du se på stabilisatorer med en stor strømmargin, da de kan have et meget lavere spændingsfald ved samme belastningsstrøm på grund af den lavere modstand i styretransistorkanalen.

LDO's unikke evne er dens evne til at stabilisere spænding, udjævne spidser og reducere støj på strømskinnen til meget følsomme enheder såsom radioer, GPS-moduler, lydenheder, højopløselige ADC'er, VCO'er, . For at forsyne et 3,3 V-kredsløb, valgte vi for eksempel en LDO med et minimumsfald på 150 mV og en buck switching-regulator med 50 mV output-rippel (øverste kurve i figur 1). Udgangsspændingen af ​​en skifteregulator kan tilnærmelsesvis estimeres ved formlen:

U imp ≥ U belastning + U Drop + 1/2∆U Imp + 100…200 mV,

hvor U Imp er koblingsregulatorens udgangsspænding, U belastning. er udgangsspændingen for den lineære stabilisator (belastningsforsyningsspænding), ∆U Imp er amplituden af ​​spændingsbølger ved udgangen af ​​koblingsregulatoren. Derfor vælger vi det lig med 3,6 V. Som et resultat vil effektiviteten kun forringes med 8%, dog vil spændingsrippelen falde betydeligt. Forsyningsspændin(SVR) er givet af:

SVR = 20Log*(∆U IN /∆U OUT)

Med en typisk faktor på omkring 50 dB dæmpes krusningen med omkring 330 gange. Det vil sige, at krusningsamplituden ved udgangen af ​​vores strømforsyning vil falde til hundredvis af mikrovolt (du skal også tage højde for støjen fra selve LDO, normalt er det titusinder af mikrovolt / V) - dette resultat er praktisk talt uopnåeligt for de fleste koblingskonvertere uden ekstra stabilisator eller multilink LC-filtre ved udgangen. De bedste stabiliseringsegenskaber leveres af mikrokredsløb og mikrokredsløb i LD39xxx-serien - støjen overstiger ikke 10 μV / V, og SVR-koefficienten når 90 dB.

LDO'er har dog også ulemper, hvoraf den ene er en tendens til at excitere selv, ikke kun med for høj ESR af udgangskondensatoren (eller for lidt kapacitans), men også med for lav ESR. Denne funktion er forbundet med det faktum, at en kaskade med en fælles emitter (fælles kilde) har en høj udgangsimpedans, derfor vises en ekstra lavfrekvent pol på stabilisatorens frekvensrespons (dens frekvens afhænger af belastningsmodstanden og kapacitansen af udgangskondensatoren). Som et resultat, allerede ved frekvenser på titusinder af kilohertz, kan faseforskydningen overstige 180 °, og negativ feedback bliver til positiv. Løsningen på dette problem er at tilføje et nul til frekvensresponsen, og den nemmeste måde at gøre dette på er at øge seriemodstanden (ESR) af udgangskondensatoren: dette øger slet ikke udgangsspændingsrippelen, men er nøglen til stabiliteten af ​​hele kredsløbet. Desuden skal kondensatorens kapacitans og ESR være inden for strengt definerede grænser. De er specificeret individuelt for hver LDO stabilisator. Ak, standardtilgangen "jo større kapacitans og jo lavere ESR af udgangskondensatorerne, jo bedre", der gælder for klassiske lineære og skiftende regulatorer, fungerer ikke her.

Afhængigt af komponenterne i det interne korrektionskredsløb kan LDO-stabilisatorer opdeles i tre grupper:

• stabilisatorer designet til at arbejde med tantal eller elektrolytiske kondensatorer - de kræver en kondensator med en ESR på 0,5 ... 10 ohm eller mere;
• stabilisatorer designet til at arbejde med tantalkondensatorer (ESR 0,3 ... 5 Ohm);
• stabilisatorer designet til at arbejde med keramiske kondensatorer - de forbliver stabile med en ESR af udgangskondensatoren fra 0,005 til 1 ohm.

For højfrekvente og/eller højstrøms digitale kredsløb anbefales det at placere filtrerende keramiske kondensatorer med en kapacitet på 0,1 ... 1 uF nær hvert mikrokredsløb, og de kan også forstyrre stabiliteten af ​​LDO-stabilisatoren. For at forhindre dette i at ske, anbefales det at øge længden og reducere tykkelsen af ​​sporene fra stabilisatoren til belastningen (hvorved induktansen af ​​sporene øges), at sætte choker eller modstande i strømkredsløbet og også vælge LDO stabilisatorer kompenseret for lav belastning ESR.

Der er en anden måde at øge konverterens stabilitet på - at bruge en n-kanal transistor forbundet i henhold til et fælles drænkredsløb som en reguleringstransistor. Et sådant kredsløb er stabilt med næsten alle egenskaber ved udgangskondensatoren og endda uden en kondensator overhovedet (de såkaldte capless stabilisatorer). For dens korrekte funktion kræves der dog en intern spændingsmultiplikator, som vil øge indgangsspændingen for at kunne låse reguleringstransistoren op til mætning. Det blev lavet i henhold til dette skema - på grund af den lavere kanalmodstand af n-kanal transistorer i samme område var det muligt at reducere spændingsfaldet betydeligt, men på grund af den konstant fungerende multiplikator, forbruges strømmen af ​​mikrokredsløbet i aktiv tilstand steg kraftigt. Men ifølge forfatteren er sådanne stabilisatorer fremtiden for LDO, så problemet med øget strømforbrug vil højst sandsynligt snart blive løst.

På grund af den betydelige gate-kapacitans forringes transistorens evne til at reagere hurtigt på pludselige ændringer i belastningsstrømmen. Som et resultat, med et fald i belastningsstrømmen, stiger stabilisatorens udgangsspænding med inerti (indtil den indbyggede operationsforstærker kan lukke transistoren lidt), og med en stigning i strømmen falder udgangsspændingen lidt (nedre kurve i figur 1). Du kan øge belastningskapaciteten af ​​stabilisatoren ved at øge udgangseffekten af ​​den indbyggede operationsforstærker, men herefter stiger den strøm, der forbruges af stabilisatoren. Derfor skal designeren vælge: enten brug ultra-lav-effekt stabilisatorer i kredsløbet (for eksempel serie eller med et strømforbrug på enheder på mikroampere, men med meget høj inerti og store spændingsfald med pludselige ændringer i belastningsstrømmen) , eller mellem- og højhastighedsstabilisatorer, men med forbrug op til hundredvis af mikroampere. Alternativt er der stabilisatorer med energibesparende tilstande (f.eks.), som automatisk skifter til mikroeffekttilstand, når belastningsstrømmen falder. Mange moderne mikrocontrollere fungerer på samme måde (for eksempel STM8- og STM32-familierne) - sidstnævnte har to indbyggede LDO-stabilisatorer, hvoraf den ene fungerer i mikrokraft, og den anden i aktiv tilstand, hvilket sikrer høj energieffektivitet i alle driftstilstande og over hele spændingsområdet ernæring.

Alle de stabilisatorer, der er diskuteret i denne artikel, kræver et minimum af eksterne komponenter til deres drift - kun to kondensatorer og en indgangskondensator med en kapacitet på mindst 1 mikrofarad er påkrævet for de fleste mikrokredsløb, og kun for justerbare versioner er en divider med to modstande påkrævet også nødvendig (figur 2). Alle mikrokredsløb er beskyttet mod overbelastning og overophedning og er i stand til at fungere i temperaturområdet -40…125°С. Mange mikrokredsløb har en aktiveringsindgang: strømforbruget i "Fra" -tilstand overstiger normalt ikke enheder ... hundredvis af nanoampere. De vigtigste elektriske egenskaber for stabilisatorerne er vist i tabel 1.

Tabel 1. Vigtigste elektriske karakteristika for ST LDO'er

Navn	input spænding, V	fridag spænding, V	Eks. strøm, mA	Et fald spænding¹, mV	Ulemper. strøm (min), µA	SVR², dB	Udgangsstøj³, µVRMS/V	Aktiver/Power God	Anbefalede specifikationer ud. kondensator		Ramme
									Kapacitet, mikrofarad	ESR, Ohm
	2,5…6	1,22; 1,8; 2,5; 2,6; 2,7; 2,8; 2,9; 3,0; 3,3; 4,7	150	0,4…60	85	50	30	+/-	1…22	0,005…5	SOT23-5L, TSOT23-5L, CSP (1,57×1,22 mm)
	2,5…6	1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 3,0; 3,3; 5,0	300	0,4…150	85	50	30	+/-	2,2…22	0,005…5	SOT23-5L, DFN6 (3x3 mm)
	1,5…5,5	0,8; 1,0; 1,2; 1,25; 1,5; 1,8; 2,5; 3,3	150	op til 80	18	62	29	+/-	0,33…22	0,15…2	SOT23-5L, SOT666, CSP (1,1×1,1 mm)
	2,4…5,5	0,8; 1,2; 1,5; 1,8; 2,5; 3,0; 3,3	150	op til 150	31	76	20	+/-	0,33…22	0,05…8	SOT323-5L
	1,5…5,5	0,8…5,0	200	op til 200	20	65	45	+/-	0,22…22	0,05…0,9	DFN4 (1x1 mm)
	1,5…5,5	1,0; 1,2; 1,4; 1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 3,0; 3,3	150	80 (100 mA)	20	67	30	+/-	1…22	0,1…1,8	CSP4 (0,8×0,8 mm)
	1,5…5,5	1,0; 1,2; 1,8; 2,5; 2,9; 3,0; 3,3; 4,1; Adj	300	op til 300	55 (1)	65 (48)	38 (100)	+/-	0,33…22	0,1…4	CSP4 (0,69x0,69 mm) / DFN6 (1,2x1,3 mm)
	1,5…5,5	2,5; 3,3; Adj	500	op til 200	20	62	30	+/+	1…22	0,05…0,8	DFN6 (3x3mm)
	1,5…5,5	1,2; 2,5; 3,3; Adj	1000	op til 200	20	65	85	+/+	1…22	0,05…0,15	DFN6 (3x3mm)
	1,25…6,0	3,3; Adj	2000	op til 135	100	50	24	+/+	1…22	0,05…1,2	DFN6 (3×3 mm), DFN8 (4×4 mm)
	1,9…5,5	0,8; 1,0; 1,1; 1,2; 1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 2,9; 3,0; 3,1; 3,2; 3,3; 3,5; Adj	200	op til 150	30	55	51	+/-	1…22	0…10
	1,9…5,5	0,8; 1,1; 1,2; 1,5; 1,8; 2,5; 2,9; 3,0; 3,2; 3,3; Adj	300	op til 200	30	55	51	+/-	1…22	0…10	SOT23-5L, SOT323-5L, DFN6 (1,2×1,3 mm)
	2,5…13,2	1,2…1,8; 2,5…3,3; 3,6; 4,0; 4,2; 5,0; 6,0; 8,5; 9,0; Adj	200	op til 200	40	45	20	+/-	1…22	0,05…0,9	SOT23-5L, SOT323-5L, DFN6 (1,2×1,3 mm)
	2,1…5,5	1,0; 1,2; 1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 3,0; 3,3	150	op til 86	17	89	6,3…9,9	+/-	0,33…10	0,05…0,6	DFN6 (2x2mm)
	1,8…5,5	3,3; Adj	150	op til 70	120	51	40	+/-	Nogen	Nogen	SOT23-5L
	2,3…12	1,8; 2,5; 3,3; 5,0; Adj	50	op til 350	3	30	560	-/-	0,22…4,7	0…10	SOT323-5L
	1,5…5,5	1,2; 1,5; 1,8; 2,5; 2,8; 3,0; 3,1; 3,3	150	op til 112	1	30	75	+/-	0,47…10	0,056…6	SOT666
	2,5…24	2,5; 3,3; Adj	85	op til 500	4,15	45	95	-/-	0,47…1	0…1,5	SOT23-5L, SOT323-5L, DFN8 (3x3 mm)

Bemærkninger:

1. ved maksimal udgangsstrøm;
2. ved en frekvens på 10 kHz;
3. i frekvensområdet fra 10 Hz til 100 kHz;
4. værdier i parentes er for grøn tilstand.

Micropower LDO'er

Som du ved, for mange kredsløb med et bredt forsyningsspændingsområde, når spændingen stiger, stiger den forbrugte strøm, derfor, for at øge batterisættets levetid, skal spændingen stabiliseres på det mindst tilladte niveau, hvor driften af ​​kredsløbet er ikke afbrudt. Det aktuelle forbrug af selve LDO'en skal dog tages i betragtning - det burde være meget lavere end den forskel, som vi forsøger at spare. Du skal også tage højde for minimumsspændingsfaldet over stabilisatoren, da jo højere det er, jo tidligere vil batterierne løbe tør. Og hvis for 20 år siden kun var KREN-mikrokredsløb med et typisk strømforbrug på mere end 3 mA tilgængelige for udviklere, er valget nu meget bredere.

Til drift i mikrostrømtilstand er den bedst egnet - en unik regulator med et forbrug på omkring 1 μA (op til 2,4 μA ved maksimal belastningsstrøm) og et spændingsfald på mindre end 112 mV. Samtidig ændres dens udgangsspænding i hele driftsområdet med ikke mere end 3 ... 5%. Stabilisatorkredsløbet er det enkleste (figur 3) uden yderligere muligheder. Lidt højere strømforbrug. Dette mikrokredsløb er i stand til at fungere ved en indgangsspænding på op til 12 V.A, med et strømforbrug på 4,5 μA og en relativt lav pris, det er i stand til at modstå en indgangsspænding på op til 26 V. Mikrokredsløbene er fremstillet i mellem- størrelse pakker og er ideelle til batteridrevne enheder - ved nuværende belastninger ikke mere end enheder af mikroampere, vil selv et lille CR2032 batteri i en enhed med vil fungere i årtier!

En af de vigtige parametre for serielle spændingsstabilisatorer (inklusive mikrokredsløbsstabilisatorer) er den mindst tilladte spænding mellem stabilisatorens input og output (ΔUmin) ved maksimal belastningsstrøm. Den viser ved hvilken minimumsforskel mellem input (Uin) og output (Uout) spændinger alle stabilisatorens parametre er inden for det normale område. Desværre er ikke alle radioamatører opmærksomme på det, normalt er de kun interesserede i udgangsspænding og maksimal udgangsstrøm. I mellemtiden har denne parameter en betydelig indvirkning på både kvaliteten af ​​udgangsspændingen og effektiviteten af ​​stabilisatoren.
For eksempel, for udbredte mikrokredsløbsstabilisatorer af 1_M78xx-serien (xx er et tal svarende til stabiliseringsspændingen i volt), er den mindst tilladte spænding dUmin \u003d 2 V ved en strøm på 1 A. I praksis betyder dette, at for en stabilisator på et LM7805 mikrokredsløb (Uout \u003d 5 V), skal spændingen Uin min være mindst 7 V. Hvis amplituden af ​​krusningen ved ensretterudgangen når 1 V, så stiger værdien af ​​Uin min til 8 V, og under hensyntagen til netspændingens ustabilitet inden for ± 10%, stiger den til 8,8 V. Som følge heraf vil effektiviteten af ​​stabilisatoren ikke overstige 57%, og med en stor udgangsstrøm bliver mikrokredsløbet meget varmt.
En mulig udvej er brugen af ​​de såkaldte Low Dropout (med lavt spændingsfald) mikrokredsløbsstabilisatorer, for eksempel KR1158ENxx-serien (ΔUmin \u003d 0,6 V ved en strøm på 0,5 A) eller LM1084 (Umin \u003d 1,3 V ved en strøm på 5 A). Men endnu lavere værdier af Umin kan opnås, hvis en kraftig felteffekttransistor bruges som kontrolelement. Det handler om sådan en enhed, der vil blive diskuteret yderligere.

Skemaet for den foreslåede stabilisator er vist i fig. 1. Felteffekttransistoren VT1 er inkluderet i den positive strømledning. Brugen af ​​en enhed med en p-kanal skyldes resultaterne af test udført af forfatteren: det viste sig, at sådanne transistorer er mindre tilbøjelige til selv-excitation, og desuden er deres åbne kanalmodstand lavere end for p-kanal dem. Styrer transistoren VT1 parallelspændingsregulator DA1. For at felteffekttransistoren skal åbne, skal spændingen ved dens gate være mindst 2,5 V højere end ved kilden. Derfor er der behov for en ekstra kilde med en udgangsspænding, der overstiger spændingen ved afløbet af felteffekttransistoren med præcis denne værdi.
En sådan kilde - en step-up spændingsomformer - er samlet på en DD1 chip. Logiske elementer DD1.1, DD1.2 brugt i impulsgeneratoren med en gentagelseshastighed på ca. 30 kHz, DD1.3, DD1.4 - buffer; dioder VD1, VD2 og kondensatorer C3, C4 danner en spændingsfordoblingsensretter, modstand R2 og kondensator C5 danner et udjævningsfilter.

Kondensatorer C6, C7 sikrer stabil drift af enheden. Udgangsspændingen (den mindste værdi er 2,5 V) indstilles af trimningsmodstanden R4.
Laboratorietest af enhedslayoutet viste, at med en belastningsstrøm på 3 A og et fald i indgangsspændingen fra 7 til 5,05 V, falder udgangen fra 5 til 4,95 V. Med andre ord, ved den specificerede strøm, det mindste spændingsfald ΔUmin overstiger ikke 0,1 V. Dette giver dig mulighed for mere fuldt ud at bruge mulighederne for den primære strømkilde (ensretter) og øge effektiviteten af ​​spændingsstabilisatoren.

Enhedens detaljer er monteret på et trykt kredsløbskort (fig. 2) fra ensidet foliefiber med en tykkelse på 1,5 ... 2 mm. Faste modstande - P1-4, MLT, trimmer - SPZ-19a, kondensatorer C2, C6, C7 - keramisk K10-17, resten - oxid importerer for eksempel TK-serien fra Jamicon. I en stabilisator med en udgangsspænding på 3 ... 6 V skal der anvendes en felteffekttransistor med en åbningsspænding på højst 2,5 V. Sådanne transistorer fra International Rectifier-firmaet har normalt bogstavet L i markeringen ( se referencearket "Powerful field switching transistors firm International Rectifier" i "Radio", 2001, nr. 5, s. 45). Med en belastningsstrøm på mere end 1,5 ... 2 A er det nødvendigt at bruge en transistor med en åben kanalmodstand på ikke mere end 0,02 ... 0,03 Ohm.
For at undgå overophedning er felteffekttransistoren fastgjort på en køleplade, og en plade kan limes til den gennem en isolerende pakning. Udseendet af det monterede bræt er vist i fig. 3.

Stabilisatorens udgangsspænding kan øges, men man bør ikke glemme, at den maksimale forsyningsspænding for K561LA7 mikrokredsløbet er 15 V, og grænseværdien for gate-source spændingen for felteffekttransistoren i de fleste tilfælde ikke overstiger 20 V.

Derfor er det i et sådant tilfælde nødvendigt at bruge en boost-konverter, der er samlet efter et andet skema (på en elementbase, der tillader en højere forsyningsspænding), og begrænse spændingen ved felteffekttransistorens gate ved at tilslutte en zenerdiode parallelt med kondensator C5 med passende stabiliseringsspænding. Hvis stabilisatoren formodes at være indbygget i en strømkilde med en step-down transformer, så kan spændingsomformeren (DD1 mikrokredsløb, dioder VD1, VD2, modstand R1 og kondensatorer C2, C3) udelukkes, og "hoved" ensretteren på VD5 diodebroen (fig. 4) kan suppleres med en fordobler spænding på dioderne VD3, VD4 og kondensator C9 (nummereringen af ​​elementerne fortsætter det, der blev startet i fig. 1).

Udgivelsesdato: 29.09.2009

Læsernes meninger

• Sergei / 06.10.2011 - 08:34
  Hvilke værdier skal ændres, så Uout bliver 9v?
• Nikolai / 30.07.2011 - 22:30
  God ordning, tak. Jeg brugte den til at stabilisere spændingen ved strømme op til 0,5A fra en kilde med en stærkt faldende spænding med en stigning i belastningsstrømmen. Der var spørgsmål om styringsdelens eget forbrug - den spiser meget :), fra 18,6 mA (U i max) til 8,7 mA. Jeg indstiller R3 = 8,2 kOhm (TL431 i nominel tilstand, I> 1mA, selvom den typiske minimumsstrøm er 450 μA) og regulerer R4 = 50 kOhm. strømforbruget faldt til 2,3 mA - 1,1 mA. Med denne modifikation kan du bruge kondensatorer C3-C5 med en mindre kapacitet, jeg brugte 10uF.

En af de vigtigste egenskaber ved strømstabilisatorer er den lavest tilladte spænding mellem stabilisatorens output og input ved den højeste belastningsstrøm. Det giver information om, hvad der er den mindste spændingsforskel, enhedens parametre er i normal tilstand.

En måde at øge effektiviteten af ​​den lineære tuning på er at reducere spændingsfaldet af justeringselementet til den mindste værdi. Dette er især vigtigt for miniatureregulatorer, hvor hver ekstra 50 millivolt dråbe omdannes til flere hundrede milliwatt varme med kompleks dissipation i en lille enhedspakke.

Derfor, for at forbinde sådanne kredsløb, tilbyder mange virksomheder mikrokredsløbsdesignere med lavt udfald op til 100 millivolt. ST 1L 08 chippen har gode parametre med en strømbelastning på op til 0,8 A, det mindste fald på transistoren er omkring 70 millivolt.

Af fabriksstabilisatorerne kan man bemærke dem, hvor faldet falder til 0,4 millivolt, når belastningsstrømmen reduceres til den laveste værdi. For at reducere støj er sådanne mikrokredsløb udstyret med en ekstra bufferforstærker med en terminal til tilslutning af et eksternt filter med en kapacitet på op til 0,01 μF. De mindste krav stilles til et sådant filter: Kapacitansværdien skal være fra 2,2 til 22 mikrofarad.

Der skal lægges særlig vægt på chippen LD CL 015. Med gode egenskaber og lavt spændingsfald er dette en af ​​de stabilisatorer, der fungerer uden kondensatorfilter. Dette opnås ved et fasemargin op-amp kredsløb. For at forbedre parametrene og reducere støjen ved udgangen er det dog tilrådeligt at indstille en kapacitans på omkring 0,1 μF ved enhedens udgang og indgang.

Enhed med et fald på op til 0,05 volt

Ved tilslutning af andet udstyr fra batterier er der oftest behov for at udligne den forbrugte spænding og strøm. For eksempel at danne en videoafspiller laser eller en lommelygte med LED'er. For at løse dette problem er der allerede designet flere mikrokredsløb i form af drivere i produktionen. De er en lavspændingsspændingsomformer med en intern stabilisator. En ny udvikling er LT 130 8A-chippen.

Uden at reducere fordelene ved sådanne drivere skal det bemærkes, at der ikke er sådanne mikrokredsløb i en stor regional by. Du kan bestille til en høj pris, omkring 10 euro. Derfor er der et billigt, enkelt og effektivt apparatkredsløb fra ét radiomagasin.

Stabiliseringskoefficienten for en sådan enhed er 10.000. Udgangsspændingen justeres med en modstand på 2,4 kilomas fra 2 til 8 volt. Når strømforsyningen ved indgangen er lavere end udgangen, er tuning transistoren åben, og effektreduktionen er lig med flere mV. Hvis indgangsspændingen er højere end udgangsspændingen, så er den 0,05 volt ved zenerdioden. Dette bliver muligt for AA-batterier. Selv ved at ændre belastningsstrømmen i området fra 0 til 0,5 ampere, vil udgangsspændingen kun ændre sig med 1 mV.

For en sådan simpel stabilisator skal pladen ikke ætses, men kan skæres med en speciel kniv. Den er lavet af knækkede klude til jern, slebet på en slibeskive. Derefter pakkes håndtaget ind for nem brug.

Med sådan en fræser kan du ridse sporene på kobberpladen.

Vi renser brættet med sandpapir, blik, lodder delene og du er færdig.

Fotografierne viser, at det ikke er nødvendigt at ætse pladen og bore den.

Denne metode bruges altid til at fremstille små, enkle kredsløb. Der er ingen grund til at udstyre en kraftig transistor med en køleradiator. Den varmes ikke op på grund af et lille spændingsfald. Ved opsætning er det bydende nødvendigt at tilslutte en svag belastning til udgangen.

Low Drop Power Leveling Device

Den vigtigste egenskab har en stabilisator med et lille effektfald, såvel som på mikrokredsløb, den mindst tilladte forskel i potentialerne for output og input ved den højeste strømbelastning. Den bestemmer, ved hvilken den mindste spændingsforskel mellem udgangen og indgangen alle enhedens egenskaber er normale.

• De mest almindelige stabilisatorer lavet på M78-seriens mikrokredsløb har den lavest tilladte spænding på 2 volt ved en strøm på 1 ampere.
• En enhed på et mikrokredsløb med en minimum indgangsspænding skal producere en spænding på 7 volt ved udgangen. Når amplituden af ​​pulserne ved enhedens udgang når 1 volt, stiger værdien af ​​den laveste indgangsspænding til 8 volt.
• Under hensyntagen til ustabiliteten af ​​netspændingen i området 10%, stiger den til 8,8 volt.

Som et resultat vil enhedens effektivitet ikke overstige 57%, med en betydelig strøm ved udgangen vil mikrokredsløbet blive meget varmt.

Anvendelse af low-drop IC'er

En god udvej er at bruge samlinger som KR 1158 EH eller LM 10 84.

Funktionen af ​​enheden på et mikrokredsløb er som følger:

• Små spændingsværdier kan opnås ved at bruge en kraftig feltkontakt til justering.
• Transistoren arbejder i den positive linje.
• Brugen af ​​en n-kanal stabilisator foreslås af test: sådanne halvledere er ikke tilbøjelige til selv-excitation.
• Åbent kredsløbsmodstand er lavere sammenlignet med p-kanal.
• Transistoren styres af en parallel regulator.
• For at åbne felteffekttransistoren justeres gatespændingen 2,5 volt over kilden.

En sådan hjælpekilde er nødvendig, hvis dens udgangsspænding er højere end drænspændingen for felteffekttransistoren med denne værdi.

MOSFET + TL431 = Minimal Dropout Series Kompenserende Spændingsregulator

Ideel LDO regulator

LDO = lavt frafald

For den populære tre-bens integrerede stabilisator LM317 (datablad) er det mindste spændingsfald, hvor dets drift stadig er normaliseret, 3 volt. Desuden er denne parameter ikke eksplicit angivet nogen steder i dokumentationen, men beskedent er den nævnt i målebetingelserne. I de fleste tilfælde antages det, at faldet på chippen er 5 volt eller mere:
"Medmindre andet er angivet, VIN − VOUT = 5V".

Baba Yaga - imod! Det er ærgerligt at tabe 3 volt på en dum pass transistor. Og sprede ekstra watt. En populær løsning på problemet - at skifte regulator - diskuteres ikke her, da de fløjte. Du kan kæmpe mod indblanding, men som du ved: den, der ikke kæmper, er uovervindelig! 😉

Ide
Ideen med dette kredsløb går tilbage til et af de mange datablade på TL431. Her er for eksempel, hvad National Semiconductor / TI tilbyder:

Vo ~= Vref * (1+R1/R2)

I sig selv er en sådan regulator ikke særlig interessant: efter min mening er den ikke bedre end de sædvanlige trebenede stabilisatorer 7805, LM317 og lignende. Det mindste fald på den forbipasserende darlington er mindre end 2 volt her er usandsynligt at opnå. Og desuden er der ingen beskyttelse mod strøm eller overophedning. Medmindre transistorerne kan indstilles så tykke, som dit hjerte ønsker.

For nylig havde jeg brug for at bygge en lineær regulator med et minimum spændingsfald. Selvfølgelig kan du altid undvige, tage en transformer med en højere spænding på sekundæren, sætte Schottky-dioder i broen, flere lagerkondensatorer ... Og med al denne lykke, opvarm en tre-benet stabilisator. Men jeg ville have noget elegant løsning og med den trance, der var tilgængelig. Hvilken slags gennemføringsregulator kan give et fald tæt på nul? MOSFET: Moderne feltenheder med høj effekt kan have en kanalmodstand på nogle få milliohm.

Blot at erstatte Darlington med en IGFET (dvs. den mest almindelige MOSFET) i kredsløbet ovenfor vil ikke hjælpe meget. Da tærskelværdien for gate-source spændingen vil være 3-4 volt for almindelige, og alt er mere end volt for "logiske" MOSFET'er - vil dette indstille minimumsgennemløbsspændingen på en sådan stabilisator.

Det kunne være interessant, når du bruger en feltenhed, der fungerer i udtømningstilstand (det vil sige med en indbygget kanal), eller med en p-n-forbindelse. Men desværre er kraftfulde enheder af disse typer nu praktisk talt utilgængelige.

Redder en ekstra kilde til forspænding. En sådan kilde bør slet ikke være højstrøm - et par milliampere vil være nok.

Det hele fungerer meget enkelt: Når spændingen ved kontrolindgangen på TL431, proportionalt med udgangsspændingen, falder under tærsklen (2,5V), lukker "zenerdioden" og "udløser" feltkontaktens port "op" ". Strømmen fra en ekstra kilde gennem modstanden "trækker" spændingen op ved porten og følgelig ved udgangen af ​​stabilisatoren.
I den modsatte retning, med en stigning i udgangsspændingen, fungerer alt på samme måde: "zenerdioden" åbner lidt og reducerer spændingen ved feltarbejderens port.
TL431 er en lineær enhed, der er ingen låse i den:

Virkelighed
I kredsløbet af en rigtig enhed tilføjede jeg stadig strømbeskyttelse og ofrede et halvvoltsfald til fordel for sikkerheden. I princippet kan en sikring i lavspændingskonstruktioner ofte undværes, da FET'er fås med en enorm strømmargin og med køleplade kan modstå vanvittige overbelastninger. Hvis det er ærgerligt selv 0,5 volt, og strømbeskyttelse er nødvendig - skriv, for der er måder 😉

30. januar 2012: 🙂Virker fantastisk! Ved belastningsstrømme på ca. 2A og derover er det tilrådeligt at placere kraftige dioder på en lille radiator. R8=0; C7=0,1 ... 10µF keramik eller film.

Med klassificeringerne R5-R6-R7 angivet i diagrammet, er udgangsspændingsjusteringsområdet cirka fra 9 til 16 volt. Det reelle maksimum afhænger naturligvis af, hvor meget transformatoren kan yde under belastning.
R4 skal bruges med anstændig effekt: PmaxR4 ~= 0,5 / R. I dette eksempel vil en to-watter være den helt rigtige.

Hvor det kan være nødvendigt
For eksempel: i lampeteknologi til forsyning af glødetrådskredsløb med jævnstrøm.
Hvorfor en konstant, og endda så omhyggeligt stabiliseret strøm til at drive filamenterne?

1. Eliminer AC-spændingsinterferens i signalkredsløb. Der er flere måder, hvorpå "baggrunden" kan lække fra filamentkredsløbene ind i signalet (et emne for en separat artikel!)
2. Tilfør gløden med en strengt specificeret spænding. Der er tegn på, at overskridelse af glødetrådsspændingen med 10 % af den nominelle spænding kan reducere lampens levetid med en størrelsesorden. Tolerancestandarderne for forsyningsspændingen plus fejlene i design af transformere mv. - 10% fejl vil nemt komme op.

For 6-volts glødelamper er det nødvendigt at reducere R5: 5,6KΩ vil være det helt rigtige.

Hvad kan forbedres
For at forsyne filamenter for eksempel er det nyttigt at tilføje en blød start. For at gøre dette vil det være nok at øge C4, f.eks. til 1000uF og forbinde en 1KΩ modstand mellem broen og C4.

Lidt lampemytologi
Lad mig gå over en vedvarende vrangforestilling, som hævder, at strømforsyningen til gløden med en "konstant" påvirker "lyden" negativt.
Den mest sandsynlige kilde til oprindelsen af ​​denne myte er som sædvanlig mangel på forståelse og skæve hænder. For eksempel: en transformer føder både anoder og varme. Den nominelle strøm af glødetrådsviklingen, f.eks. 1A, som tidligere fodrede lamperne direkte, og de forbrugte lidt mindre end netop denne 1A. Alt fungerede godt, måske lidt fonilo. Hvis nu en bestemt lodderigger, der forestiller sig en "rør-guru", pludselig drev de samme lamper fra den samme vikling men gennem en ensretter/kondensator/stabilisator - det var det, Khana-forstærker! Forklaringen er enkel, men ikke indlysende for alle:

1. For det første er transformeren nu overbelastet på grund af den pulserende karakter af ladestrømmen af ​​lagerkapaciteten (en separat artikel er nødvendig!) Kort sagt: du skal tage en trans med en nominel sekundær strøm på omkring 1,8 gange mere end den ensrettede belastningsstrøm.
2. For det andet vil stødstrømmene af ladningen af ​​lagerkapacitet i glødens strømkilde ikke tilføje noget godt til anodestrømforsyningen.

• Konklusion

• Var du interesseret? Skriv til mig!

Spørg, foreslå: i kommentarerne eller via e-mail (tilgængelig i min profil). Tak skal du have!

Alt det bedste!
- Sergey Patrushin.

Dette indlæg blev udgivet i , af . Bogmærk .

Kommentarer VKontakte

131 tanker om MOSFET + TL431 = Minimal Dropout Series Kompenserende Spændingsregulator”

Denne side bruger Akismet til at bekæmpe spam.